1. 從指標(biāo)到底層LNA設(shè)計(jì)啟動前必須想清楚的事做低噪聲放大器設(shè)計(jì)第一件事不是打開ADS畫原理圖而是先把指標(biāo)體系和工藝條件釘死。很多人上來就翻Datasheet找管子、照著參考電路抄結(jié)果仿真怎么調(diào)都壓不住噪聲系數(shù)或者增益上去了穩(wěn)定性又崩掉本質(zhì)都是在設(shè)計(jì)起點(diǎn)就埋了雷。1.1 指標(biāo)拆解噪聲系數(shù)、增益、線性度之間怎么權(quán)衡LNA位于接收鏈路的最前端它的噪聲系數(shù)幾乎直接決定了整個接收機(jī)的靈敏度。這不是盡量低這么簡單而是要在噪聲系數(shù)NF、增益Gain、輸入輸出回波損耗、穩(wěn)定性、功耗、線性度IIP3這幾項(xiàng)之間做一個工程妥協(xié)。以我常用的一個2.4GHz頻段LNA設(shè)計(jì)目標(biāo)為例指標(biāo)目標(biāo)值備注頻率范圍2.4GHz–2.5GHzISM頻段WiFi/BLE/Zigbee都在這噪聲系數(shù)NF 1.5dB接收機(jī)靈敏度預(yù)算的核心增益S21 15dB壓制后級混頻器噪聲貢獻(xiàn)輸入回波S11 -10dB與濾波器/天線接口匹配輸出回波S22 -10dB與混頻器或后續(xù)級聯(lián)匹配穩(wěn)定性無條件穩(wěn)定K1mu1全頻段驗(yàn)證IIP3 -5dBm抗阻塞和互調(diào)干擾功耗 20mW便攜設(shè)備的基本要求這里有個容易被忽略的點(diǎn)NF和IIP3在偏置點(diǎn)上往往是矛盾的。NF最低點(diǎn)通常出現(xiàn)在電流密度較低的區(qū)域而IIP3最好的地方在高電流密度區(qū)兩者之間需要一個折中。我的經(jīng)驗(yàn)是先把NF目標(biāo)定下來作為硬約束IIP3作為軟指標(biāo)用偏置微調(diào)去湊否則整個鏈路預(yù)算會被NF吃掉太多。1.2 工藝庫與仿真模板的準(zhǔn)備工作ADS本身只是一把刀真正讓仿真可信的是工藝庫和仿真模板。如果是射頻分立器件設(shè)計(jì)直接用村田等廠商的S參數(shù)庫如果是芯片設(shè)計(jì)需要先裝好PDK。這里重點(diǎn)說一下TSMC18RF這類工藝庫的安裝。ADS中安裝PDK要注意幾個坑工藝庫文件路徑不能有中文和空格否則ADS的DesignKit都認(rèn)不到需要用Library Manager加載.prj或.zip格式的庫文件不是簡單把文件夾丟到workspace里安裝完一定要在Options - Preferences中設(shè)置DesignKit的路徑和Simulator的啟動配置如果是論壇上下載的工藝庫記得查一下它適配的ADS版本。我用過某些庫在ADS 2019下正常換到2023就要重新做一次庫編譯。對于不做芯片、只做PCB級LNA的朋友可以用分立晶體管的S2P文件加廠商提供的spice模型照樣能把流程跑通。真正的關(guān)鍵不是庫的豪華程度而是仿真控制器的配置和使用習(xí)慣這才是后面所有步驟的地基。2. 晶體管選型與直流偏置點(diǎn)LNA的地基工程很多教程會把偏置放在很靠后的位置一筆帶過但實(shí)際上偏置設(shè)計(jì)直接決定了管子工作在什么區(qū)域進(jìn)而決定了NF、增益和諧波表現(xiàn)。LNA的偏置設(shè)計(jì)和功率放大器的偏置設(shè)計(jì)很大不同PA強(qiáng)調(diào)效率和線性度LNA強(qiáng)調(diào)低噪聲和適度增益所以電流密度通常選在噪聲優(yōu)值附近。2.1 低噪聲偏置點(diǎn)怎么選基于器件數(shù)據(jù)手冊的實(shí)用估算方法以常見的ATF-54143Avago的增強(qiáng)型pHEMT為例這是一顆在2.4GHz附近做LNA非常經(jīng)典的管子。它的推薦工作點(diǎn)在Vds3VIds20mA左右這時候NFmin大概在0.5dB以下。實(shí)際使用時我不會直接釘死在推薦值而是在這個附近掃描固定Vds3V掃描Vgs或固定Vgs掃描Vds看Ids的變化在ADS中設(shè)置DC仿真控件畫Ids vs Vgs曲線找到線性區(qū)和飽和區(qū)的轉(zhuǎn)折在轉(zhuǎn)折點(diǎn)附近取一個電流值比如30%的Idss作為初始偏置用這個偏置點(diǎn)跑一輪S參數(shù)噪聲仿真看NF和S21是否符合預(yù)算微調(diào)偏置電阻使NF和增益達(dá)到平衡。對于CMOS工藝思路類似但要注意電流密度而不是單純電流值。短溝道器件在不同電流密度下的NFmin、FT、Fmax差異很大通常取0.1~0.2mA/um的電流密度范圍作為LNA偏置區(qū)間。CMOS的體效應(yīng)、溝道長度調(diào)制也會影響偏置精度需要用共源共柵結(jié)構(gòu)或者加源極負(fù)反饋來穩(wěn)定跨導(dǎo)。2.2 ADS中DC仿真與控制器的參數(shù)配置細(xì)節(jié)在ADS中搭偏置仿真電路核心控件有這幾個VAR控件定義Vds、Vgs這些掃描變量注意單位的寫法是Vds3 V不要漏空格DC仿真控件Simulation-DC里面可以設(shè)置SweepVarVgs、Start-1、Stop0.5、Step0.05Display Template選擇dc_op模板來顯示工作點(diǎn)參數(shù)。實(shí)際遇到過的一個問題是用了理想電壓源直接給柵極供電仿真結(jié)果很理想但換成電阻分壓偏置后NF直接惡化了0.3dB。原因是分壓電阻網(wǎng)絡(luò)的等效噪聲會耦合到柵極并且偏置電阻的熱噪聲會進(jìn)入匹配網(wǎng)絡(luò)。解決辦法是柵極偏置電阻要盡量大幾十kΩ級別同時加一個幾十pF的旁路電容到地讓射頻信號不會被偏置網(wǎng)絡(luò)泄放掉。2.3 偏置網(wǎng)絡(luò)對噪聲的影響一個容易被忽略的坑偏置電感或偏置電阻的選擇很多新手踩坑。在射頻LNA里柵極偏置通常用高阻抗線或者大電阻饋入漏極偏置則用射頻扼流圈RFC。核心原則是偏置網(wǎng)絡(luò)在目標(biāo)頻段內(nèi)不能和信號通路發(fā)生耦合漏極RFC的電感值要足夠大在目標(biāo)頻率下阻抗遠(yuǎn)大于50Ω至少10倍最好100倍否則信號會從漏極偏置網(wǎng)絡(luò)漏掉如果RFC的自諧振頻率落在目標(biāo)頻段附近會在某個頻率呈現(xiàn)低阻導(dǎo)致增益塌陷。選擇RFC時一定要看其SRFSelf-Resonant Frequency柵極偏置電阻雖然不直接走RF信號但它的熱噪聲會通過柵極電容耦合進(jìn)信號通路。如果阻值太大100kΩ以上這個噪聲影響通常在可接受范圍如果只有幾kΩ噪聲貢獻(xiàn)就會明顯起來。這些經(jīng)驗(yàn)不是看理論推出來的是我在迭代版本中對比仿真和實(shí)測后才真正理解的。所以偏置網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)從一開始就要當(dāng)作匹配網(wǎng)絡(luò)的一部分來對待而不是隨便接上去就行。3. 穩(wěn)定性的仿真與判據(jù)比增益更優(yōu)先的硬指標(biāo)我不只一次見過這樣的場景LNA仿真的S21增益曲線完美NF也很漂亮但把管子接到實(shí)際電路上一上電就自激。問題幾乎都出在穩(wěn)定性分析沒做透。LNA是放大器件一旦不穩(wěn)定輕則增益異常、噪聲惡化重則直接燒管子。所以在ADS里穩(wěn)定性仿真不是可選項(xiàng)而是和S參數(shù)仿真同等優(yōu)先級的必做項(xiàng)。3.1 穩(wěn)定性判據(jù)K因子、mu因子與無條件穩(wěn)定判定方法射頻教科書上判穩(wěn)用的是K因子Rollett因子和Δ條件是兩個同時滿足K 1|Δ| 1其中Δ S11S22 - S12S21但實(shí)際工程中我更推薦直接看mu因子mu和mu_prime因?yàn)閙u因子不需要兩個條件同時判斷只用一個值就能給出結(jié)果mu 1 等價于無條件穩(wěn)定。ADS在S參數(shù)仿真后可以直接調(diào)出StabMeas模板里面有K、mu、mu_prime等曲線非常方便。值得注意的是穩(wěn)定性必須在全頻段內(nèi)驗(yàn)證而不是只看目標(biāo)頻段。很多LNA在2.4GHz是穩(wěn)定的但在1GHz以下或者8GHz以上突然出現(xiàn)K1這是因?yàn)楣茏拥脑鲆嬖诘皖l更高、隔離度在諧振點(diǎn)惡化。所以做穩(wěn)定性仿真時頻率掃描范圍至少要覆蓋DC到5倍工作頻率。3.2 在ADS中搭建穩(wěn)定性仿真S參數(shù)掃描與頻段設(shè)置具體操作上我會這樣搭建穩(wěn)定性仿真在原理圖中放置管子、偏置網(wǎng)絡(luò)、輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)在輸入端口接Term150Ω輸出端口接Term250Ω添加S參數(shù)仿真控件設(shè)置頻率范圍對于2.4GHz設(shè)計(jì)我會設(shè)0.1 GHz到12 GHz步長0.1 GHz后期再細(xì)化目標(biāo)頻段為2.4 GHz到2.5 GHz、步長0.01 GHz仿真結(jié)束后插入StabMeas模板查看K、mu曲線如果發(fā)現(xiàn)K1不要急著改匹配網(wǎng)絡(luò)先用串聯(lián)或并聯(lián)電阻反饋壓低低頻增益在源極加一個小電感源極負(fù)反饋這個是LNA穩(wěn)定性和噪聲匹配的經(jīng)典手段重新仿真看K和mu是否滿足同時留意NF是否有惡化。這里有一個從實(shí)戰(zhàn)中得到的經(jīng)驗(yàn)源極負(fù)反饋電感是LNA設(shè)計(jì)里性價比最高的一個元件。它不僅能改善穩(wěn)定性還能把輸入匹配的實(shí)部往50Ω靠從而減輕噪聲匹配和共軛匹配之間的矛盾。但電感值不能太大一般0.5nH到5nH量級太大了增益掉太多NF也會變差。3.3 條件穩(wěn)定區(qū)域的分析與匹配后的穩(wěn)定性復(fù)核如果器件在某些頻段是條件穩(wěn)定即K1但還沒振蕩可以用ADS的StabCircle來畫穩(wěn)定圓在Smith圓圖上標(biāo)出哪些源阻抗/負(fù)載阻抗區(qū)域會導(dǎo)致不穩(wěn)定。這個工具在調(diào)試中非常好用你能直接看到匹配點(diǎn)是否落在不穩(wěn)定圓內(nèi)源穩(wěn)定圓區(qū)分源阻抗平面上的穩(wěn)定/不穩(wěn)定區(qū)域負(fù)載穩(wěn)定圓區(qū)分負(fù)載阻抗平面上的穩(wěn)定/不穩(wěn)定區(qū)域如果你設(shè)計(jì)的輸入匹配點(diǎn)和輸出匹配點(diǎn)恰好落在不穩(wěn)定區(qū)域就說明這個匹配方案會引發(fā)振蕩風(fēng)險。我在設(shè)計(jì)一個5.8GHz LNA時就遇到過K因子在低頻只有0.7的情況。源穩(wěn)定圓畫出來發(fā)現(xiàn)低頻段的不穩(wěn)定區(qū)域幾乎覆蓋了整個Smith圓圖的右半邊。當(dāng)時用的方案是在柵極串一個約100Ω的電阻并在電阻后加一個小電感做補(bǔ)償把低頻增益壓下去同時保持目標(biāo)頻段增益和NF基本不變。最終K在全頻段內(nèi)都大于1.2實(shí)測也沒有任何自激現(xiàn)象。4. 噪聲匹配與增益匹配的死結(jié)用等噪聲圓和等增益圓解開LNA的匹配設(shè)計(jì)和PA不同PA通常追求共軛匹配以獲得最大輸出功率而LNA追求的是最小噪聲系數(shù)與可接受增益的折中。這個折中往往讓人抓狂因?yàn)樽孨F最小的源阻抗Γopt和讓增益最大的源阻抗Γin*通常不是同一個點(diǎn)。好在ADS提供了各種圓圖工具可以把這個問題可視化。4.1 等噪聲圓與等增益圓的含義和在ADS中的獲取方法ADS里跑完S參數(shù)噪聲仿真后可以在Smith Chart Utility或Data Display中直接調(diào)出NsCircle等噪聲系數(shù)圓和GaCircle等可用增益圓。這些圓畫在Smith圓圖上每條圓環(huán)對應(yīng)一個具體的NF值或增益值等噪聲圓的圓心越靠近ΓoptNF越低等增益圓的圓心越靠近Γin*增益越高兩個圓的交集區(qū)域就是噪音不太差、增益不太差的折中區(qū)域。我的習(xí)慣是先把Γopt和Γin*兩個點(diǎn)都標(biāo)出來在它們之間找折中。如果兩個點(diǎn)隔得很遠(yuǎn)說明這個器件在目標(biāo)頻率下很難同時獲得低NF和高增益。此時常見的對策有幾種調(diào)整源極負(fù)反饋電感讓Γopt和Γin*的距離拉近改用不同尺寸或不同工藝的管子采用多級結(jié)構(gòu)前級犧牲增益保NF后級補(bǔ)增益用平衡式結(jié)構(gòu)或者并聯(lián)管芯架構(gòu)改變等效輸入阻抗特性。4.2 輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)實(shí)例從Γopt到實(shí)際微帶線參數(shù)的換算具體到2.4GHz LNA的輸入匹配設(shè)計(jì)我舉個例子。假設(shè)通過仿真得到管子在偏置點(diǎn)處的Γopt 0.5∠120°Γin* 0.62∠95°兩者距離不算特別遠(yuǎn)可以直接在Smith圓圖上從50Ω點(diǎn)出發(fā)設(shè)計(jì)一段微帶線加一個并聯(lián)電容把源阻抗變換到Γopt附近。ADS中的具體做法是先把管子、偏置、源極電感搭好輸入輸出先用理想隔離器或50Ω端接跑一輪S參數(shù)噪聲仿真在數(shù)據(jù)顯示窗口里調(diào)用SmithChart并將Sopt、S11都標(biāo)出來用Smith Chart Utility里的Match工具Design-Matching Network選Lumped或Distributed元件類型目標(biāo)設(shè)置為把50Ω匹配到Γopt的共軛值因?yàn)棣pt是從管子看進(jìn)去的最優(yōu)源反射系數(shù)所以你要讓源阻抗等于Γopt的共軛這個要留意定義工具會自動給出L/C值或微帶線參數(shù)把生成的匹配網(wǎng)絡(luò)接入電路重新仿真看NF是否接近NFmin、S11是否仍然達(dá)標(biāo)。這里有一個很多人搞混的概念A(yù)DS匹配工具默認(rèn)的優(yōu)化目標(biāo)是Minimum Noise Figure時它會去匹配到Γopt而不是共軛匹配所以你要在目標(biāo)設(shè)置中明確選擇Noise或Gain或者使用自定義目標(biāo)讓NF 1.3dB的同時S11 -15dB。用Optimization控件Gradient或Random優(yōu)化器配合GOAL控件設(shè)定多個目標(biāo)能讓匹配工具自動找到折中點(diǎn)。4.3 輸出匹配與增益平坦度的聯(lián)合調(diào)節(jié)輸出匹配相對簡單一般做共軛匹配就能拿比較好的S22和增益。但如果前級匹配為了降NF犧牲了一部分增益輸出匹配就需要同時兼顧增益平坦度和諧波抑制。我的經(jīng)驗(yàn)是先把輸出匹配做到共軛再回頭看全頻段的S21平坦度。如果高低端增益差超過1dB可以通過在輸出端加一個并聯(lián)的小電容或者在漏極饋電線上串聯(lián)一個小電阻來微調(diào)代價是增益會降低一點(diǎn)但平坦度能明顯改善。對于窄帶LNA輸出匹配的調(diào)試相對輕松對于寬帶LNA如1GHz-6GHz輸出匹配會變得非常復(fù)雜需要用到多節(jié)匹配網(wǎng)絡(luò)這時候ADS的Match工具和優(yōu)化器的價值就真正體現(xiàn)出來了。5. 從原理圖到版圖EM仿真與聯(lián)合仿真模式的關(guān)鍵細(xì)節(jié)原理圖仿真通過后工作并沒有結(jié)束。理想元件和實(shí)際布線之間的差距在微波頻段會被急劇放大。我曾經(jīng)把一個原理圖S21達(dá)到16dB、NF 1.2dB的設(shè)計(jì)做成PCB一測NF直接飆到2.8dBS11也漂到了-7dB。查到最后問題出在微帶線的不連續(xù)性、地過孔的寄生電感和偏置網(wǎng)絡(luò)的耦合上。所以不做EM仿真的LNA設(shè)計(jì)等于盲人摸象。5.1 為什么必須走EM仿真理想原理圖與實(shí)際版圖的差距來源ADS的EM仿真Momentum或FEM核心作用是把版圖的寄生效應(yīng)、耦合效應(yīng)、不連續(xù)性效應(yīng)全部納入考量。LNA頻段如果是sub-6GHzMomentum的Method of Moments矩量法足夠用速度快、精度也能接受到了毫米波頻段FEM有限元法會更準(zhǔn)確但計(jì)算量大得多。主要差距來源有這幾個微帶線的特性阻抗實(shí)際線寬、介質(zhì)厚度、覆銅厚度變化會導(dǎo)致阻抗偏移T型/十字型接頭會產(chǎn)生寄生電容和電感高頻時尤其明顯過孔地過孔的寄生電感在2.4GHz約0.2-1nH會直接改變匹配網(wǎng)絡(luò)的等效阻抗相鄰走線的耦合輸入和輸出走線如果太近會發(fā)生信號串?dāng)_甚至自激地平面不連續(xù)開槽、鏤空的地平面會惡化回波損耗。5.2 ADS中Momentum與FEM的選擇邏輯在ADS中選擇仿真引擎我一般按這個邏輯來判斷條件推薦引擎原因頻率10GHz、平面結(jié)構(gòu)為主Momentum速度快、內(nèi)存占用小、精度足夠頻率10GHz、多層結(jié)構(gòu)復(fù)雜FEM更準(zhǔn)確描述垂直耦合和3D效應(yīng)有金屬過孔陣列、腔體結(jié)構(gòu)FEM3D場分布更接近實(shí)際版圖規(guī)模大、需要反復(fù)調(diào)試Momentum配合Mesh控制仿真時間可控折中效果好對于2.4GHz的LNA我通常用Momentum。設(shè)置時要注意幾個關(guān)鍵項(xiàng)Substrate層疊設(shè)置必須和實(shí)際板材一致介質(zhì)常數(shù)、厚度、銅厚、損耗角正切端口用Single Port或Internal Port如果是微帶線末端需要加一段Feed饋線讓端口處的場足夠穩(wěn)定Mesh密度選擇初仿用Coarse快速驗(yàn)證得到趨勢后再用Fine精仿。不要一開始就上Fine不然一次仿真跑半小時甚至更久參考地要明確否則仿真結(jié)果會出現(xiàn)莫名其妙的諧振。5.3 emModel與emCosim聯(lián)合仿真模式原理圖調(diào)參的加速利器如果每次都把整個版圖拿出來跑EM再回到原理圖調(diào)一個電容值又去跑一輪迭代效率會很低。ADS提供了emModel和emCosim的聯(lián)合仿真模式把電磁仿真結(jié)果嵌入到原理圖級仿真中實(shí)現(xiàn)原理圖可調(diào)參、EM結(jié)果可信的工作流。簡單說emCosimElectromagnetic Co-Simulation允許你把版圖中的關(guān)鍵部分比如匹配網(wǎng)絡(luò)、走線提取為EM模型然后在原理圖中把這部分模型替換掉理想的微帶線或集總元件再做電路仿真。這樣你能在一個環(huán)境里同時享受EM的精度和電路仿真的速度。具體使用上我的流程是在版圖環(huán)境中把需要高精度的部分輸入匹配網(wǎng)絡(luò)、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)、偏置走線選中生成emModel將emModel放入原理圖替換原有的理想微帶線/電感/電容的等效模型保留偏置電阻、旁路電容等元器件在原理圖中可調(diào)運(yùn)行協(xié)同仿真查看S參數(shù)、NF、穩(wěn)定性如果某些指標(biāo)偏離直接在原理圖微調(diào)可調(diào)元件不必反復(fù)跑整套EM。這個模式最大的價值在于加速匹配網(wǎng)絡(luò)調(diào)整這個最耗時的迭代環(huán)節(jié)。匹配網(wǎng)絡(luò)一旦變成EM模型調(diào)旁邊的電容就只觸發(fā)電路仿真幾秒鐘出結(jié)果而不是每次幾分鐘起步的EM仿真。不過要注意協(xié)同仿真中EM模型和電路模型之間的參考地必須一致否則會出現(xiàn)接地環(huán)路。還要注意端口數(shù)量不要太多每多一個端口EM矩陣的計(jì)算量都會顯著上升。5.4 版圖后仿真的性能漂移與回歸優(yōu)化完成首次EM版圖后仿真后我通常會發(fā)現(xiàn)以下幾個問題中心頻率偏移了1%-3%因?yàn)榫€間耦合和寄生電容S11深度變淺因?yàn)檫^孔電感和端口不連續(xù)性NF小幅惡化因?yàn)閾p耗性寄生高頻段可能出現(xiàn)新的諧振峰因?yàn)檩斎胼敵鲎呔€的耦合。應(yīng)對策略是一個回歸優(yōu)化的過程先把EM仿真的S參數(shù)替代原理圖理想結(jié)果重新跑一次StabMeas和NsCircle看看穩(wěn)定性和噪聲匹配有沒有跑偏然后在原理圖中用優(yōu)化器把微調(diào)元件調(diào)一輪比如微調(diào)串聯(lián)電感的并聯(lián)電容或者調(diào)整一小段微帶線的長度再回到版圖更新這部分EM模型。通常迭代2到3輪指標(biāo)就能收斂回到目標(biāo)范圍。這里分享一個經(jīng)驗(yàn)在第一次做版圖時就刻意把輸入端串聯(lián)電感旁邊的可調(diào)電容位置預(yù)留出來方便后仿調(diào)試。版圖上預(yù)留的調(diào)試點(diǎn)比仿真里的Optimization更值錢因?yàn)閷?shí)物調(diào)試時你得有地方下手。6. 后仿與實(shí)測之間的落差處理一個真實(shí)案例的復(fù)盤做完EM仿真和后仿真設(shè)計(jì)最終還是要落到PCB上接受矢網(wǎng)的檢驗(yàn)。從仿真到實(shí)測幾乎一定會經(jīng)歷一輪修正落差的調(diào)試過程。這里分享一個我做2.4GHz LNA時踩過的完整閉環(huán)案例希望能幫你少走點(diǎn)彎路。6.1 實(shí)測中的常見偏差來源S參數(shù)、噪聲系數(shù)與穩(wěn)定性的落差實(shí)測時最常見的偏差是S參數(shù)整體偏移。具體到這個案例仿真中心頻率2.45GHz實(shí)測S11最低點(diǎn)在2.38GHz向下偏了約70MHzS21在中心頻率略低于仿真約1dBNF在2.45GHz實(shí)測1.8dB比仿真差了0.5dB。排查過程如下先用校準(zhǔn)后的VNA測S參數(shù)確認(rèn)偏置點(diǎn)正常Ids接近設(shè)計(jì)值檢查PCB的介質(zhì)常數(shù)設(shè)計(jì)時用的Rogers 4350B介電常數(shù)3.66但實(shí)際板材批次可能有差異導(dǎo)致微帶線電長度偏移檢查地過孔數(shù)量如果地過孔太少源極電感的接地路徑寄生電感變大會直接拉高NF檢查輸入匹配段的焊盤寄生電容0805封裝的焊盤、走線轉(zhuǎn)角都會帶來零點(diǎn)幾pF的額外電容。最終定位到兩個主要原因一是板材有效介電常數(shù)比設(shè)計(jì)值略高微帶線實(shí)際電長度偏長二是源極接地過孔用了單個0.3mm過孔寄生電感導(dǎo)致源極負(fù)反饋量增大NF惡化。6.2 修正路徑從板材參數(shù)反向校準(zhǔn)到微帶線長度調(diào)整修正的方法是先把PCB的實(shí)測S參數(shù)反推有效介電常數(shù)再在ADS里用這個實(shí)測介電常數(shù)更新層疊設(shè)置重新跑一次EM仿真確認(rèn)趨勢一致。然后把輸入端微帶線的長度縮短約5%-8%補(bǔ)償介電常數(shù)偏高帶來的電長度偏移源極接地改用多個并聯(lián)過孔3個0.3mm過孔并聯(lián)降低接地電感在輸入端預(yù)留的并聯(lián)電容位置焊上一顆0.5pF的電容把S11最低點(diǎn)拉回2.45GHz。調(diào)整后實(shí)測結(jié)果S11在2.45GHz達(dá)到-18dBS21在2.4GHz到2.5GHz范圍內(nèi)達(dá)到15.5dBNF降到1.4dB。雖然和仿真還有0.1dB左右的差距但已經(jīng)在工程可接受范圍之內(nèi)。6.3 設(shè)計(jì)余量預(yù)留的建議不要把自己逼到極限在LNA設(shè)計(jì)里永遠(yuǎn)不要把所有指標(biāo)都設(shè)計(jì)在極限值上。比如目標(biāo)NF是1.5dB仿真時最好留0.2-0.3dB的余量做到1.2dB左右目標(biāo)S11是-10dB仿真時最好做到-15dB以下。原因是板材損耗、焊盤寄生、元件公差都會讓實(shí)測變差時效老化和溫度漂移也會影響偏置點(diǎn)不同批次插損和介電常數(shù)波動可能超過10%。所以我的習(xí)慣是仿真結(jié)果比目標(biāo)指標(biāo)好20%-30%才敢去投板。這樣即使實(shí)測損失一部分性能最終的指標(biāo)仍然在規(guī)格范圍內(nèi)。6.4 復(fù)盤總結(jié)仿真與實(shí)測閉環(huán)的核心習(xí)慣每次做完一個LNA設(shè)計(jì)我都會把仿真值 vs 實(shí)測值整理成一張表記錄偏差來源和修正措施。這個習(xí)慣幫我積累了大量關(guān)于特定頻段、特定工藝、特定板材的經(jīng)驗(yàn)修正因子后續(xù)設(shè)計(jì)時能直接套用對于FR4板材在2.4GHz介電常數(shù)按4.2-4.4設(shè)計(jì)比按4.0更穩(wěn)對于Rogers 4350B介電常數(shù)按3.5設(shè)計(jì)比按3.66更接近實(shí)測0805焊盤的寄生電容約0.1-0.2pF匹配計(jì)算時提前扣掉單個0.3mm地過孔在2.4GHz約0.5nH電感盡量用陣列降低電感。這些經(jīng)驗(yàn)說到底是靠一次次實(shí)測、對比、記錄、修正積累起來的。仿真軟件再強(qiáng)大也替代不了仿真-實(shí)測-反饋這個閉環(huán)循環(huán)。ADS只是幫你把這個循環(huán)的周期從投板多次壓縮到仿真多輪但它不會替你消掉物理世界的誤差。我個人現(xiàn)在做LNA的固定習(xí)慣是第一版PCB只投驗(yàn)證板板上預(yù)留盡可能多的調(diào)試點(diǎn)指標(biāo)調(diào)通后再做第二版整合板。雖然多了一次打樣成本但相比一版到底然后翻車返工這個流程實(shí)際上是省錢的。希望這篇筆記對正在做LNA的你有所幫助也歡迎交流各自在ADS使用中踩過的坑。